Mesure de relais RF dans le domaine fréquentiel et temporel

Le plus important, lors des tests de tout composant pour une réponse en fréquence au-delà de 100 MHz, est de disposer d’un bon analyseur de réseau et de montages d’essai soigneusement conçus, tant pour l’étalonnage que pour les essais proprement dits. Il en va de même lors des tests dans le domaine temporel. Lorsqu’on mesure les caractéristiques de temps de montée, il faut tenir compte du dépassement (overshoot) et du sous-dépassement (undershoot) de l’impulsion de montée, susceptibles d’affecter défavorablement la qualité du signal.

La conception du montage commence par des connecteurs SMA adaptés, sur un matériau de carte à haute fréquence. Plusieurs matériaux conviennent, notamment le FR-4, les matériaux G-Tech, et
plusieurs matériaux de PCB Rogers. Beaucoup estiment que le FR-4 convient, puisque le processus de mise à zéro du montage éliminera ses caractéristiques de pertes en haute fréquence. En règle générale, en dessous de 6 GHz, c’est acceptable ; au-dessus de 6 GHz, l’utilisation de matériaux de circuits haute fréquence Rogers, tels que le RO3203 ou le RO4350, améliorera les performances des tests. Rogers propose plusieurs autres matériaux selon l’adéquation TCE des composants ou les exigences de performance. La plupart de ces matériaux sont chargés en céramique.

Les figures 6, 7, 8 et 9 ci-dessous montrent les implantations des cartes d’étalonnage pour un court-circuit à la masse, un circuit ouvert, une transmission en ligne traversante, une terminaison d’impédance 50 Ohm, ainsi que l’implantation utilisée pour tester le dispositif. Un maximum de points de masse a été utilisé, tout en évitant les angles vifs. Toutes les transitions du chemin du signal ont été rendues aussi progressives que possible.

Une fois les tests d’étalonnage terminés, notre processus de test était le suivant, à l’aide d’un analyseur de réseau Agilent, modèle 8720ES (voir l’implantation de test à la figure n°4).

Toutes les cartes d’étalonnage ont été saisies dans l’analyseur de réseau et enregistrées. Le relais à tester a ensuite été mesuré et enregistré. Les données d’étalonnage ont ensuite été saisies et
les pertes dues à la carte, dans les différentes configurations, ont été extraites, donnant les résultats présentés ci-dessous. Cela a été comparé à des données extraites d’un programme MIMICAD, utilisant le circuit équivalent présenté et les paramètres S ; et il a été constaté que les deux suivaient de très près.

Voir les résultats des données ci-dessous, issues de l’analyseur de réseau. Sont inclus : l’isolation, la perte d’insertion et le VSWR. Est également inclus ci-dessous un abaque de Smith indiquant l’impédance pour une fréquence donnée sur l’ensemble de la plage de fréquences.

Conception des montages

Définir la géométrie exacte de ton montage de test est la première étape clé. Ci-dessous sont listées quatre géométries et leurs équations correspondantes pour calculer l’impédance caractéristique.

Z_o = 60/(√ (ε_r)) ln ((2h)/d)
Équation n°5 (pour un câble coaxial)

Où h et d sont définis ci-dessus et ε_r est la constante diélectrique du matériau entre conducteurs.

Z_o = 60/(√ (ε_r)) ln ((4hk_p)/d)
Équation n°6 (pour un fil rond au-dessus de la masse) pour un fil rond au-dessus de la masse

Ici, k_p est le facteur de proximité pour un fil rond au-dessus de la masse, proche de l’unité lorsque le rapport h/d est grand ; mais, pour un espacement faible, il vaut approximativement

k_p = ½ + (√ (4h2 – d2))/4h
Équation n°7

k_p est réduit à ½ lorsque le fil rond touche la masse à d = 2h. L’effet de proximité résulte du même mécanisme que l’effet de peau. La répulsion mutuelle repousse les courants de même sens vers les bords externes extrêmes des conducteurs individuels parcourus par un courant en sens opposé. Cela concentre le courant dans les fils ronds vers le côté le plus proche de la masse. Comme c’est le cas lorsque le signal traverse le relais, l’effet de proximité et l’effet de peau sont indiscernables pour une ligne coaxiale, car toute la surface du conducteur central rond est à la même distance du blindage. L’effet de proximité n’est normalement pas pris en compte pour des conducteurs rectangulaires minces, mais l’effet de peau pousse les courants vers les bords des conducteurs.

Z_o = 60/(√ (ε_r)) ln ((5.98h)/(0.8w + t))
Équation n°8 (microbande enterrée au-dessus de la masse)

Z_o = 60/(√ (ε_r)) ln (3.8(h +0.5t)/(0.8w + t))
Équation n°9 (stripline entre plans de masse)

Configuration de test et montages d’essai

La clé d’un test correct d’un composant dans un circuit RF est la bonne utilisation des montages d’essai.

Approche d’étalonnage critique

Les montages ont été construits pour servir de cartes d’étalonnage afin de permettre une meilleure caractérisation des relais. Toutes les cartes de montage utilisées pour tester les relais testés (RUT) utilisaient des connecteurs SMA pour la connexion vers/depuis l’équipement de test et pour les terminaisons. Voici la composition des cartes testées :

• RUT étalonné avec une ligne 50 Ohm et une terminaison ouverte
• RUT étalonné avec une ligne 50 Ohm et une terminaison court-circuitée
• RUT étalonné avec une ligne 50 Ohm et une terminaison 50 Ohm
• RUT étalonné avec une ligne traversante 50 Ohm

Perte d’insertion

Comme expliqué plus haut, la perte d’insertion est la perte de puissance lors du passage dans le relais. La perte d’insertion est l’une des mesures les plus importantes en RF, car c’est tout simplement une mesure de la perte du signal traversant le composant (relais Reed). Minimiser cette perte est un objectif clé.

Tout d’abord, on voit clairement que la perte d’insertion est excellente jusqu’à 7 GHz, comme montré sur la figure n° 10. Comme indiqué, la courbe de perte d’insertion est très plate et commence à décroître à 7 GHz. Cela indique clairement que les signaux, qu’ils soient numériques ou analogiques, se comporteront très bien lorsqu’ils seront commutés et traverseront ce relais Reed céramique CRF. Lorsqu’on utilise des semi-conducteurs comme élément de commutation, une distorsion d’intermodulation peut parfois se produire, entraînant des distorsions de la réponse en fréquence. Avec un dispositif passif comme le relais Reed, il n’existe aucune distorsion d’intermodulation, ce qui donne une perte d’insertion très plate jusqu’à 7 GHz. Une perte d’insertion aussi plate permet à l’utilisateur de commuter, transporter ou gérer une multitude de fréquences différentes ou des impulsions numériques de largeurs différentes, sans avoir
à se soucier de devoir utiliser des commutateurs différents pour gérer des fréquences différentes.

Perte d’insertion du fil de cuivre

À des fréquences de plus en plus élevées, il a été avancé qu’un relais Reed, parce qu’il utilise du nickel/fer comme conducteur central, n’aurait pas de très bonnes caractéristiques de performance. L’effet de peau est souvent désigné comme le coupable, car le nickel et le fer, étant ferromagnétiques, ont une forte perméabilité magnétique μ. Cependant, ce n’est pas le cas, comme le montre la figure n°11, où le commutateur Reed de la figure n°9 a été remplacé par un fil de cuivre pur.

En comparant les figures 10 et n°11, on constate peu ou pas de différence. Dans des conditions de transmission à forte puissance, une différence serait probablement observée. Mais comme c’est le cas dans de nombreuses applications, la puissance commutée est très faible ; et par conséquent, on ne voit qu’un effet négligeable jusqu’à 7 GHz.

VSWR

Le VSWR représente les effets de la transmission de puissance dus aux ondes stationnaires. Lorsque des ondes stationnaires sont présentes sur une ligne, une partie de la puissance est réfléchie vers l’arrière sur la ligne et est à nouveau réfléchie depuis la source. Cette réflexion aller-retour produit des ondes stationnaires. Ces ondes stationnaires interfèrent avec la transmission des signaux d’origine depuis la source, car elles sont présentes en continu et absorbent continuellement de la puissance. La figure 12 présente le VSWR pour le relais Reed. Bien que cela reste une caractéristique RF importante
pour l’analyse analogique en onde continue, on considère davantage la perte d’insertion pour les caractéristiques RF.

Isolation

L’isolation est la capacité d’un composant à empêcher le signal RF de se propager plus loin dans un circuit. Pour un relais Reed, l’isolation mesure la capacité à arrêter la
progression du signal lorsqu’il est à l’état ouvert. On pense tous qu’un interrupteur à l’état ouvert signifie qu’aucun signal ne passe au-delà de ces contacts ouverts. Cependant, en RF, on sait qu’un circuit ouvert n’est pas totalement ouvert, car la capacité entre les contacts représente un chemin de fuite ; et en effet, à des fréquences suffisamment élevées, c’est exactement ce qui se produit. Comme présenté sur la figure n°13, on peut voir une isolation de –50 dB ou plus aux basses fréquences RF, qui chute à –15 dB à 3 GHz et continue jusqu’à –10 dB à 7 GHz. Le jeu entre contacts contribue à cette baisse d’isolation. Augmenter l’écartement sur le commutateur Reed est très difficile, car cela nécessiterait une capsule plus grande, ce qui augmenterait la taille du boîtier. De plus, un écart plus grand rendra le commutateur moins sensible à la fermeture, nécessitant plus de puissance de bobine. Si l’isolation est un paramètre critique dans une application, chaîner plus d’un relais Reed aidera. Utiliser également un commutateur en « T »
ou en demi-« T » donnera des isolations nettement plus élevées.

Perte de retour

La perte de retour est aussi un paramètre RF qui est moins utilisé que la perte d’insertion ou l’isolation. Comme indiqué, c’est une mesure de la puissance du signal RF réfléchi
vers la source. Comme on peut le voir sur la figure n°14, la perte de retour n’a que 35 dB de signal réfléchi aux basses fréquences et environ 10 dB réfléchis à 6,5 GHz.
Ici, plus le niveau en dB est élevé, plus le pourcentage de signal réfléchi est faible.

Impédance caractéristique

Pour tirer le maximum d’informations d’une mesure d’impédance caractéristique du relais, il est utile d’effectuer des mesures du signal jusqu’à certains points lors du passage dans le relais. Comme cette mesure est une mesure spatiale, l’impédance réelle à chaque point du relais peut être mesurée. Les points de référence suivants ont été établis comme indiqué sur la figure n°15 :

• Un court-circuit avant le relais définissant le moment où le signal entre dans le relais
• Les contacts ouverts définissent le signal jusqu’au milieu du relais
• Les contacts fermés définissent le chemin du signal jusqu’à la fin du relais
• Contacts fermés avec le relais court-circuité
• Contacts fermés avec le relais se terminant en 50 Ohms

En superposant les 5 tracés au tracé réel à travers le relais, on peut obtenir une image complète de l’impédance caractéristique à chaque point du relais. Ceci est très
précieux, en particulier si le relais ou le composant s’écarte légèrement de l’impédance 50 Ohm. Comme montré sur le tracé de la figure n°15, le relais est légèrement au-dessus de 50 ohms. Comme le tracé est élevé, cela indique une entrée et une sortie du relais légèrement inductives. Compenser avec un peu de capacité à chaque extrémité du relais ajustera l’impédance
au niveau souhaité. Cela améliorera à son tour les performances du relais dans un circuit donné et augmentera également ses performances à des fréquences RF plus élevées.

Abaque de Smith

• 1 – Court-circuit avant relais
• 2 – Contacts ouverts
• 3 – Contacts fermés
• 4 – Contacts fermés – court-circuité
• 5 – Contacts fermés – 50 Ohm

Si l’on observe différentes fréquences RF dans une application donnée ou à une fréquence spécifique, un abaque de Smith peut aider en présentant l’impédance caractéristique sur une
plage de fréquences donnée. L’abaque de Smith présente un tracé de la réponse des fréquences tous les 50 kHz jusqu’à 4 GHz. Comme montré sur la figure n° 16, le nuage de points est centré autour du point réel 50 Ohm. Pour mieux comprendre cet abaque de Smith, le deuxième cercle en pointillés en partant du point central à droite du grand cercle est le cercle d’impédance 50 Ohm. La ligne centrale du cercle, horizontale, est l’axe réel. Les tracés au-dessus de cette ligne sont inductifs et ceux en dessous sont capacitifs. Comme montré, le tracé du relais CRF forme un cercle serré autour de l’axe réel et est centré autour de l’axe circulaire 50 Ohm.

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